Micrófono inalámbrico de FM – Parte 5

En los artículos anteriores vimos dos versiones de micrófono inalámbrico de FM, incluyendo su construcción y calibración.

En este artículo, mostraré una tercera versión de micrófono inalámbrico que, a diferencia de las versiones anteriores, es completamente transistorizado y contiene una cantidad más reducida de componentes, lo que puede facilitar su miniaturización.

El circuito

En este modelo trato de reducir al máximo el tamaño de todo el conjunto. Se puede considerar como un experimento para comprobar que tanto de puede simplificar el circuito en componentes y en tamaño, aunque si se usaran componentes de montaje superficial se tendrían mayores probabilidades de reducir el tamaño. La principal diferencia de este modelo con los anteriores es, como debe de suponerse[1], la de usar una etapa transistorizada en la parte de audio.

Al examinar los niveles, de voltaje que efectivamente llegaban al oscilador del TA2, descubrí que eran más bajos de lo que imaginaba. Entonces es fácil reemplazar el preamplificador de audio con uno basado en un transistor. El filtro pasa banda solo se conformará con dos polos pasa altos en las capacidades de los acoples de micrófono – preamplificador, preamplificador – oscilador. La parte de corte superior será por defecto la inercia de la membrana del micrófono, y las capacidades internas del transistor en la parte de audio y por otra parte el pasa bajos en la base del transistor oscilador.

El transistor debe ser de alta ganancia, para tener un margen de seguridad aceptable sobre el nivel de modulación. A diferencia de los amplificadores operacionales[2], variar la ganancia en una etapa transistorizada no es tan fácil, y sobre todo, cuando esta se encuentra simplificada. Si quisiéramos elegir una etapa pre-amplificadora, tal vez se nos ocurra usar una como la que se muestra:

Que cumple con todas las de la ley. Tan sólo sería cuestión de elegir los valores adecuados, además que debemos considerar factores como estabilidad en temperatura, corriente de colector independiente del hfe, máxima excursión simétrica y tal vez impedancia de salida baja. Por otra parte es fácil obtener la ganancia elegida (siempre y cuando no sea muy alta), variando la relación Rc y Remisor. Pero seamos realistas, si pretendemos simplificar el tamaño no podemos andarnos con exquisiteces. Si vamos a reducirlo, lo más que se pueda, entonces debemos conformarnos con sacrificar algunas de las facilidades que nos dan algunos diseños complejos.

Nuestra etapa elegida es la que se muestra, que podría considerarse como la expresión mínima de un amplificador con transistor, pero tiene como ventaja que difícilmente va a saturar al transistor, por lo tanto el rango de alimentación se extiende bastante, al menos para este bloque.

El primer problema que se nos presenta es obtener la ganancia que necesitamos, pero como sabemos que depende de Rc, se puede variar dentro de algunos márgenes. Un ejemplo de cálculo de valores basado en el consumo y la frecuencia de corte  ya lo expliqué en este artículo sobre preamplificadores de micrófonos, así que no voy a extenderme en este punto, sólo queda acotar que aunque se ha fijado el valor de la corriente de colector, cuando se varía Rc (para cambiar la ganancia), también cambia esta corriente.

Nuestros cálculos iniciales tomaron como Ic=2mA, pero la ganancia que se obtuvo era demasiado alta[3], de todas formas los valores que obtuvimos nos sirven como punto de partida.

Es posible trabajar sin problemas con la ganancia elevada y disminuir simplemente el nivel de modulación insertando una resistencia en serie con C2, para adaptar el voltaje a los que se requiere, pero de todas formas eso contribuiría a tener que usar una resistencia adicional.

El voltaje como siempre es de 9 voltios, pero espero obtener un rango amplio. Aunque la frecuencia de corte, calculada es de casi 500Hz, para C1, luego tuvo que ser disminuido de 39 a 33n. (Además era más estándar para nosotros), para desplazar un poco más la frecuencia de corte inferior que parecía estar muy abajo. Tal vez un error considerable de estimación en hie [4] debió ser la causa.

C2 se va a usar para producir el otro polo así que no se puede calcular todavía puesto que no se conoce la configuración del oscilador.

El transistor que elegimos es el BC548 que tiene suficiente ganancia como para modular al 100%. El hfe con el que trabajamos es de 480, que es el promedio de los transistores BC548 que usamos.

Acompañamos con un filtro de alimentación de 100 microfaradios que es el que da más problemas al momento de ubicarlo en cualquier parte, debido a que es el elemento más voluminoso de todo el circuito, así que decidí continuar con el montaje horizontal, para no aumentar la altura global.

También el oscilador sufrió unos cambios pero no tan drásticos. Las primeras pruebas las hice con el mismo oscilador del TA2, aunque con algunas variaciones, sobre todo en lo que respecta a la resistencia de polarización de base del oscilador que es de 22K (en el TA2 es 15K), y la de emisor que es de 680 (en el TA2 es 330). El diagrama original es el que se muestra en la figura.

Los análisis de espectro revelaron que la pureza de la oscilación dejaba mucho que desear. La frecuencia fundamental era difícil de determinar, y ni siquiera el examen de modulación parecía cumplirse[5], porque la componente de mayor intensidad era la que tenía además el mayor índice de modulación. Por otro lado el cálculo de la frecuencia teórica arrojaba un valor que no concordaba con alguna de las componentes espectrales.

Intenté un análisis de frecuencias tratando de encontrar una relación, y como es de suponerse existía pero las amplitudes no concordaban. En sucesivas pruebas logré cambiar la frecuencia, variando la bobina y capacidades claves para la estabilidad pero el espectro se mantiene siempre irregular. Se puede suponer, tan sólo por un análisis de frecuencia que la fundamental debería ser 44.4 MHz, y los demás sus armónicos. La amplitud de la supuesta fundamental sin embargo es tan irrisoria que echa por tierra las posibilidades de verificar esta suposición. Además, pensar que con las capacidades e inductancias usadas en el tanque[6], se puede obtener frecuencias tan bajas, es demasiado increíble, porque, al menos teóricamente, la frecuencia debería ser casi tres veces más alta. Sin embargo la presencia de esta componente de baja frecuencia me dio la clave para reducir la distorsión e inestabilidad.

En el siguiente artículo, mostraré como corregí este espectro y cómo mejora el desempeño de este modelo con respecto a los modelos anteriores.

[1] Es lógico suponer que la primera simplificación debe lograrse en esta etapa ya que el circuito integrado y sus acompañantes ocupan demasiado espacio físico.

[2] Variar la ganancia, es fácil porque por lo general se reduce a variar una relación de valores de resistencias y no afecta mucho a los demás parámetros del circuito, por ejemplo al consumo total.

[3] A pesar de que se pueden idear pruebas para medir indirectamente la ganancia requerida en esta etapa, no sería un método factible pues depende de la impedancia de entrada del oscilador y de la impedancia de salida del amplificador en el momento del acople, que aunque se puede bajar afectaría al consumo de esta etapa. Por lo tanto siempre se ajustan estos valores al realizar las pruebas finales.

[4] Para esta estimación se usó la propiedad remisor = hfe * rbase y rbase = 25mV / Ie.

[5] En el caso de armónicos, es fácil demostrar que la frecuencia fundamental es la que tienen en menor índice de modulación en FM con respecto a los demás armónicos, y que la intensidad de modulación es proporcional al orden del armónico. En el caso de acompañantes, siempre la fundamental tiene la menor modulación.

[6] La capacidad total del tanque es, como ya se indicó en el diseño del oscilador del TA1, la resultante de todas las capacidades que están conectadas de alguna forma con el tanque LC.

 

 

 

 

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